200W開(kāi)關(guān)電源功率級設計方案
1. 導言
新的功率在200W-500W 的交流電源設計，越來(lái)越需要功率因素校正(PFC)，以在減少電源線(xiàn)上的能源浪費，并增加最多來(lái)自電源插座的功率。 這篇文章描述了一個(gè)用於液晶電視的200W 電源的設計與構造，所以提到了很多注意事項，以達到高效率，待機功率低於1W，外形小巧尤其是高度為25mm ，無(wú)風(fēng)扇的簡(jiǎn)單冷卻，低成本。這些特徵對於將要應用的場(chǎng)合是不可或缺的。
2. 電路描述和設計
設計指標如下∶
交流輸入電壓∶85-265VRMS·功率因素∶
> 0.95·總輸出功率∶200W·
三個(gè)直流輸出∶5V/0.3A12V/5A24V/6A電源分為兩個(gè)單元。
第一電源集成一個(gè)功率因素校正電路，內置在FAN4800 PFC/PWM(脈寬調制)二合一控制器周?chē)�，產(chǎn)生一個(gè)24V/6A 和12V/5A 的輸出。這個(gè)器件包含一個(gè)平均電流模式PFC 控制器和一個(gè)能夠在電壓和電流模式下工作的PWM控制器。在描述的這項應用中，PWM工作在電流模式，控制一個(gè)雙管正激變換器。這種變換器能產(chǎn)生一個(gè)穩壓的24V 輸出。12V輸出則由一個(gè)采用MC34063A PWM控制器的Buck 變換器產(chǎn)生。這個(gè)附加模塊改善了12V輸出校正，減少交叉調節問(wèn)題，這對於多重輸出正激變換器總是一個(gè)問(wèn)題，當負載大范圍變化時(shí)。附加變換器成本不是很高，如果與一個(gè)雙管輸出變換器的更復雜、更大的耦合電感相比。
第二電源是一個(gè)基於飛兆半導體功率開(kāi)關(guān)(FPS)的Flyback 變換器，它給FAN4800提供電源和5V 輸出。這個(gè)電源工作在待機模式下，它的無(wú)負載功耗低於500mW。因此，即使對於省電模式下小負載情況，也有可能滿(mǎn)足1W待機功耗的限制。
為了簡(jiǎn)潔，設計計算和電路圖將在每個(gè)模組中單獨給出。最終完成的示意圖和布局，可在附錄中查到。
3. 功率因素校正
本節回顧了功率因素校正電路的電源選擇。用來(lái)設立乘法器的工作點(diǎn)和差動(dòng)放大器的增益和頻率補償的低功率部件的
設計在[1]中給出。
3.1 整流器
由於主電源用來(lái)提供一個(gè)200W的輸出功率，即總輸入功率。假設PFC的效率為90%，正激變換器效率為90%，其中輸出功率為∶
考慮到最大輸入電壓為85VRMS，最大輸入電流為
電磁干擾濾波器的常見(jiàn)共模扼流圈，必須承受這部分電流，同時(shí)具有約10mH 高電感。市場(chǎng)上有一些扼流圈，具有高電流，高電感和小尺寸的特徵，來(lái)自EPCOS 和TDK。扼流圈的實(shí)際值和類(lèi)型由電磁干擾測試確定，依賴(lài)於工作條件，也許與本文提出的濾波器有所不同。
與輸出串聯(lián)的負溫度系數熱敏電阻(NTC)限制了浪涌電流，但并非電源工作所真正需要的。
整流器根據IIn,RMS選定，但注意到高額定電流二極管通常在某一電流下具有更低的電壓降，使用一個(gè)額定電流略高的整流橋是有利的。對於實(shí)際設計，選擇一個(gè)6A/800V橋GBU6K。
整流器功耗是可以預計的，通過(guò)一個(gè)恒定正向電壓下已知的近似二極管正向特性乘以一個(gè)串聯(lián)電阻。正向電壓VF 和串聯(lián)電阻Rs 必須從規格說(shuō)明書(shū)中查，對於GBU6K 分別是0.8V和0.03Ω。功耗方程變
如果我們假設一個(gè)絕對的最高結溫度TJ 為150℃，最高室溫為50℃，然後BR1 散熱器的熱大熱阻(與空氣之間)應為
在講述的設計中，通過(guò)L1的波紋電流的振幅被選定為輸入電流的20%。在這種選擇下，電感可以根據下列等式(5) 計算∶ 圖2是雙管正激變換器。在這個(gè)應用中，FAN4800的PWM部分運作在電流模式，控制一個(gè)雙管正激變換器。這個(gè)拓撲基本上和熟知的單管正激變換器相同。但它的優(yōu)點(diǎn)是，兩晶體管中的任何一個(gè)漏極電壓只需要等於PFC的直流輸出電壓。相比之下，標準正激變換器需求兩倍大小的漏極電壓，差不多800-900V。此外，對於雙管正激變換器，變壓器構造簡(jiǎn)單，便宜，因為它不需要復位繞組。
當然有缺點(diǎn)需要考慮∶使用的拓撲需要兩個(gè)晶體管，其中一個(gè)的門(mén)極電壓懸浮于高電壓。如果細看，這些問(wèn)題都不是大問(wèn)題，因為功率MOSFET 的導通阻抗正比於漏極電壓，為2至2.5 倍。這意味著(zhù)兩個(gè)晶體管，只須有一半耐電壓同時(shí)只有一半導通阻抗，即可使用更少的矽面積得到相同的傳導功耗。所以?xún)煞N解決方案的成本是相似的。
因為使用了門(mén)極驅動(dòng)器FAN7382，第二缺點(diǎn)也沒(méi)有了。這個(gè)器件包含一個(gè)完全獨立的低端和高端門(mén)極驅動(dòng)器。這是很重要的，因為在雙管正激變換器中，所有的晶體管同時(shí)關(guān)閉和導通。當導通時(shí)，能量轉移到次級;當關(guān)閉時(shí)，變壓器經(jīng)復位二極管D217和D218被去磁化
對於雙管和單管正激來(lái)說(shuō)，主要設計等式完全相同，所以飛兆半導體應用說(shuō)明AN-4137及其相關(guān)的電子數據表，如圖3所示 [2]，可用於考慮一些變化後的計算。由於變換器直流電壓由一個(gè)PFC預調節器產(chǎn)生，填入電子數據表的線(xiàn)路電壓須選擇適當，以獲得正確的直流電壓。在這個(gè)應用中，284VRMS用於兩個(gè)最低和最高線(xiàn)電壓。線(xiàn)頻率并不影響計算。
接下來(lái)，考量 直流母線(xiàn)電容大小(例如1000uF)，因為使用到PFC，實(shí)際直流母線(xiàn)電容器兩端的紋波電壓相當小。
最高占空比也須嚴格小於0.5，允許變壓器去磁化。為了留下一些馀量，最大占空比選擇為0.45。
由於已經(jīng)有了單個(gè)晶體管正激的表單，np/nr比(Excel:Np/Nr)和最大額定MOSFET電壓可以忽略。
輸出濾波電感L5的電流紋波因素Krf 的選擇，通常是一個(gè)反復的過(guò)程。一方面，想使這個(gè)因素盡可能小，以減少初級和次級電流的RMS 和峰值。另一方面，L5 不得過(guò)大。因此，開(kāi)始假設一個(gè)紋波因素，然後檢查L(cháng)5的配置結果是否可以接受。在這次設計中，KRF值為0.21，L5的計算電感為40μH。計算的繞組將完全填補一個(gè)EER2828磁環(huán)。根據選擇的KRF，通過(guò)Q205和Q206的電流的RSM和峰值如下∶
如前所述，最高漏極電壓稍微大於400V足夠了，能有效使用額定電壓為500V MOSFET。其次，輸出建議使用600V MOSFET， 而不是一個(gè)浪涌電壓限制器。SUPERFETTM FCP7N60具有下列數據
功耗能夠很容易得到，與計算Q1功耗類(lèi)似。
這里給出了一個(gè)功耗上限值。在實(shí)際中，勵磁電感的諧振和節電輸出電容使電壓降低到400V以下，Q206的功耗當然是完全相同的。每一個(gè)MOSFET需要一個(gè)最大熱阻為20℃/W的散熱器。
電流感應電阻R233的值是這樣選擇的，最大峰值電流可能超過(guò)1.6A。如果電阻值為0.56Ω，這個(gè)條件實(shí)現了但沒(méi)有馀量。出於這個(gè)原因，選擇0.47Ω電阻，此時(shí)最大峰值電流為2.1A
電感L5，變壓器，二次整流和濾波，都可以根據Excel表計算。在工作表給出的變壓器AP等式的幫助下，為變壓器選擇了一個(gè)EER2834磁環(huán)，繞組數據可在附錄中查到。整流二極管的反向電壓計算值是57V，但是推薦使用一個(gè)指定最大電壓至少100V的整流二極管。為了減少傳導和開(kāi)關(guān)損耗，最好使用肖特基二極管。RMS電流負載在電子數據表中給出，可以用來(lái)確定二極管;實(shí)際選擇的是兩個(gè)FYP2010DN二極管。整流二極管D219和D220的平均電流為∶
確定功耗的方法與BR1和D1的方法相同。
再次，每個(gè)二極管使用的散熱器熱阻不超過(guò)20℃/W。
給出的電感差不多是1mH。當RMS電流等於RMS輸入電流時(shí)，L1的峰值電流是
在這個(gè)電流和5A/mm2的電流密度下，所需的銅線(xiàn)截面積約為0.58mm2。 由於高頻電流僅為輸入電流的20%，趨膚效應和鄰近效應不是很明確。三或四條細電線(xiàn)并聯(lián)總面積能夠達到所需面積就足夠了。在實(shí)際設計中，使用了三根直徑為0.5mm的電線(xiàn)，電流密度略低於5A/mm2。L1 的磁環(huán)尺寸根據被稱(chēng)為磁環(huán)區域乘積Ap確定，即有效磁性截面積和繞組面積(骨架)的乘積。這個(gè)乘積很容易證明是
其中ACu是銅線(xiàn)面積，Bpeak 是飽和磁通密度(對於大多數鐵氧體，≤0.35T)。fCu是銅填充因子，對於簡(jiǎn)單電感，約為0.5;對於含有幾個(gè)線(xiàn)圈的變壓器，約為0.4。確定這些數據後，L1的Ap需求值是
基於慣例，對大多數磁環(huán)，磁性截面積和繞組面積非常相近，需要的磁環(huán)面積為
因此，對於我們的應用，一個(gè)合適的磁環(huán)的Ae約為122mm2。雖然，要找到此磁截面的磁芯并不難，但電感的高度由於應用要求被限制在25mm。因此，經(jīng)過(guò)一番對磁環(huán)和筒管規格說(shuō)明書(shū)仔細搜索之後，選擇了EER3542，它的Ae為107mm2，AW為154mm2，得到AP約為16500mm4。
其中AL，0是無(wú)氣隙磁芯的AL(查磁芯規格書(shū))，有氣隙的磁芯的AL是1mH/1242=65nH。如果後兩個(gè)值的單位是nH，Ae 的單位是mm2，那麼氣隙長(cháng)度s 的單位是毫米。在這次設計中，氣隙長(cháng)度約2 毫米。
3.3 Q1和D1
因為最高額定輸入電壓是265VRMS，Q1的最大漏極電壓為500V 似乎足夠了。但是建議使用一個(gè)額定電壓為600V的MOSFET，因為經(jīng)驗顯示這個(gè)600V MOSFET，能夠承受浪涌測試，根據無(wú)損壞IEC61000-4-5標準，而500V類(lèi)型則需要額外的浪涌電壓限制器。同樣，這對於Boost二極管也是有效的。這是因為電解質(zhì)電容C5能夠吸收大量能量，保護一個(gè)600V 器件，而不是500V器件。Q1和D1的峰值電流和通過(guò)L1 的峰值電流是相同的，即4.5A，而Q1的RMS 電流為∶
D1的RMS 電流為∶
尤其對於MOSFET，低功耗和峰值電流是選擇某些器件的重要考慮因素。
經(jīng)過(guò)一番計算，選擇了一個(gè)最大RDSon約為0.45Ω@100℃的SuperFetTM FCP16N60。Q1 的總功耗分成傳導功耗和開(kāi)關(guān)功耗。傳導功耗如下∶
開(kāi)關(guān)損耗進(jìn)一步分為，由於源漏電容(加上寄生電容的，例如L1 和PCB)放電導致的功耗和由於開(kāi)關(guān)過(guò)程中電流和電壓重疊帶來(lái)的功耗，以及D1反向恢復帶來(lái)的功耗。所有這三項都無(wú)法確切了解，但可以根據下面的表達式估計∶
FCP16N60的COSS,eff是110pF，而雜散電容Cext估計為150pF。50ns的交叉時(shí)間tcrossover 是一個(gè)合理的估計值，并且得到測量確認。二極管反向恢復導致的功耗預計為2W。最終，Q1 的總功耗是∶
如圖所示的Buck 變換器工作在連續模式，由一個(gè)簡(jiǎn)單的，但是工作在100千赫的有效PWM 控制器控制。因為開(kāi)放集電極輸出，使用一個(gè)由Q211/212 組成的驅動(dòng)器來(lái)驅動(dòng)P溝道MOSFET。通過(guò)Q209，D223和L6的峰值電流是6.3A。功耗差不多很容易被確定了。結果是∶器件需要的散熱器的熱阻不小於25℃/W。
由於肖特基二極管的快速開(kāi)關(guān)，寄生振蕩激烈，必須采用RC 網(wǎng)絡(luò )R246/C250和R247/C249 抑制。雖然在文獻中有很多如何確定這些網(wǎng)絡(luò )值的等式，經(jīng)驗顯示計算值僅僅是實(shí)驗優(yōu)化的一個(gè)初值。原則上，使用相容在一個(gè)FYP2010中的兩個(gè)二極管是可能的，但在這種情況下，每個(gè)封裝的功耗加倍了，散熱復雜了。另一個(gè)用兩個(gè)二極管代替一個(gè)的理由是，即自驅動(dòng)同步整流器(未列出)準備的PCB 需要兩個(gè)單獨二極管。
6. 待機電源
由FSD210B 驅動(dòng)的flyback 電源(圖5)，不僅產(chǎn)生5v輸出電壓，而且也給FAN4800和FAN7382供電。通過(guò)OC2，主電源在待機期間是完全關(guān)閉的，只有這個(gè)電源仍然工作。
通常這種電源沒(méi)有什麼特別的，而且可以很容易地在A(yíng)N-4137和相關(guān)電子數據表，或SMPS 設計工具[3]的幫助下進(jìn)行設計。
實(shí)際設計的輸出電壓是5V，電流是0.3A，但有了上述工具，改變設計到一個(gè)不同輸出電壓和功率高達約6W，并不是一個(gè)問(wèn)題。由於使用FOD2711BTV，輸出電壓下降到3.3V 也不是問(wèn)題。
7. PCB 布局和機械構造
在文獻[4]中可以找到功率電子布局規則，談到高di/dt 的回路封閉區域和高dv/dt 節點(diǎn)的銅箔區域必須盡可能小，旨在減少電磁干擾。另外，Q1的源引腳，R233接地，R5右側和FAN4800 接地引腳應該連接成星形，以減少共阻抗耦合的負面效應。
實(shí)際中的問(wèn)題有∶對於較高輸出功率，PCB會(huì )較大;功率半導體必須放置在大散熱器上。結果是，往往不可能使回路小到應該達到的值，同時(shí)結合電流密度規則，布線(xiàn)和星形的銅芯面積會(huì )破壞完整的電路板。因此，一種高功率電源PCB有時(shí)是一種妥協(xié)，尤其是考慮成本須選擇單面PCB。
如果密切留意實(shí)際的電路板，你會(huì )發(fā)現一些不太重要的信號走的路線(xiàn)不一定是最短路徑。這允許仿效星形連接的大型接地平面。此外，接地平面和熱信號之間的間隔應盡可能小(考慮可靠性，對於給定電壓，間距約2mm)，以使回路最小。其次是成本因素，由一個(gè)2mm 厚鋁板組成的簡(jiǎn)單散熱器，被彎曲成‘U’形，并被應用到初級和次級。只有Q1，消耗更多功率，需要一個(gè)額外的散熱器。
8. 測試結果
本電路板有一份詳細的測試報告。這里顯示了三項測試結果。
8.1 待機電源和輸入電壓
見(jiàn)圖78.2 全負載效率和輸入電壓見(jiàn)圖8
輸入電壓大於110VRMS時(shí)，效率遠高於預計的81%。對較小的電壓，數據可通過(guò)一個(gè)低阻抗EMI濾波器和去除NTC1提高。
8.3 功率開(kāi)關(guān)和二極管波形見(jiàn)圖9
圖9 的左側顯示Q212 的漏極電流(下跡線(xiàn))和電壓(上跡線(xiàn))。從電流看來(lái)，CCM中的PSU工作是很明顯的。該漏極電壓被很好地箝制在直流電源電壓，當MOSFET關(guān)閉時(shí)。變壓器去磁化之後，電壓開(kāi)始下降。斜率由變壓器激磁電感和MOSFET 的CDS確定的諧振值決定。
當MOSFET 導通時(shí)，漏極電壓有機會(huì )接近最低值，但由於勵磁電感的高誤差(+/-30%)這可能因不同電路板而異。圖10 的二極管波形清楚地顯示了當二極管關(guān)閉時(shí)的寄生振蕩。
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