軟開(kāi)關(guān)PFC電路的倍頻感應電源的設計仿真
0 引言
Boost電路應用到功率因數校正方面已經(jīng)較為成熟，對于幾百瓦小功率的功率因數校正，常規的電路是可以實(shí)現的。但是對于大功率諸如感應加熱電源，還存在很多的實(shí)際問(wèn)題。為了解決開(kāi)關(guān)器件由于二極管反向恢復時(shí)產(chǎn)生的沖擊電流而易損壞的情況，減少開(kāi)關(guān)器件在高頻下的開(kāi)關(guān)損耗。
本文采用一種無(wú)源無(wú)損緩沖電路取代傳統的LC濾波電路。在分析了軟開(kāi)關(guān)電路的工作原理以及逆變模塊的分時(shí)-移相功率控制策略后，應用Matlab軟件進(jìn)行了仿真，并通過(guò)實(shí)驗結果驗證了理論分析的正確性。
1 電源系統整體拓撲
如圖1所示，該主電路拓撲主要由整流、軟開(kāi)關(guān)Boost功率因數校正、逆變、負載匹配幾個(gè)環(huán)節組成。
單相整流橋輸出的直流電壓接入無(wú)源緩沖軟開(kāi)關(guān)Boost電路，本文采取Boost電路取代傳統的LC濾波電路。這里Boost電路主要有2個(gè)作用：一是提高整流輸入側的功率因數;二是為逆變側提供一個(gè)穩定的直流電壓。Boost校正電路輸出直流電壓加到逆變橋上，逆變橋是由8個(gè)IGBT模塊組成的單相全橋逆變器，每個(gè)IGBT都有一個(gè)反并聯(lián)二極管與其并聯(lián)，作為逆變器電壓反向時(shí)續流。逆變器中功率器件由控制電路控制脈沖信號驅動(dòng)而周期性的開(kāi)關(guān);隔離變壓器T的作用是電氣隔離和負載的阻抗匹配。一般T為降壓變壓器，適當改變變壓器的變比即可降低諧振槽路中電感、電容上的電壓值，并可進(jìn)行不同的負載阻抗匹配。輸出方波電壓經(jīng)過(guò)變壓器的隔離降壓后加到由補償電容器和感應線(xiàn)圈及負載組成的諧振回路上。
1.1 軟開(kāi)關(guān)APFC電路工作原理
圖2所示為無(wú)源軟開(kāi)關(guān)Boost電路、串聯(lián)電感及無(wú)損SNUBBER電路。與普通的Boost電路相比，增加電感L1限制因VD0的反向恢復而產(chǎn)生的VT0開(kāi)啟沖擊電流，C2→VD7作為VD0的SNUBBER電路，VD5→VD6→VD7的串聯(lián)結構和L1→C1→C2之間的諧振與能量轉換也有利于抑制VT0的開(kāi)啟沖擊電流。
主電路在一個(gè)周期內的工作情況可以分為6個(gè)階段：
(1)模式1[t0，t1]：在t0時(shí)刻，C0通過(guò)電阻R放電，VT0在ZCS狀態(tài)下開(kāi)啟，C1放電，電流流經(jīng)C1→C2→L1回路，由于L1的作用，VT0的開(kāi)啟電流逐漸平穩上升。
(2)模式2[t1，t2]：電感L1上的電流逐漸增大，C1放電結束后，電流經(jīng)過(guò)回路L0→L1→VD5→VD6→C2流動(dòng)。
(3)模式3[t2，t3]：C2被緩慢充電，直至L1能量全部轉移過(guò)來(lái)。最后流經(jīng)VT0的電流和L0的大小相等，C2充電結束。
(4)模式4[t3，t4]：t4時(shí)刻VT0在ZVS下關(guān)斷，當經(jīng)過(guò)C2-VD6-C1的電壓和整流輸出電壓Vin相等時(shí)，C2通過(guò)VD7放電，L1的電流經(jīng)L0→L1→ VD5→C1給C1充電。
(5)模式5[t4，t5]：當C1的電壓和Vin相等后停止充電。L1電流經(jīng)VD5→VD6→VD7流向負載。
(6)模式6[t5，t6]：L1電流衰減到0母線(xiàn)電感電流L1通過(guò)VD7向C2充電，當C2電壓為0后，流過(guò)L0的電流經(jīng)VD0流向負載C0和R0接著(zhù)回到模式1。
1.2 后級倍頻逆變電路
倍頻式高頻逆變電源電路如圖1右邊部分所示。在圖中，由VT11～VT41構成第一組逆變橋，由VT12～VT42構成第二組逆變橋，兩組逆變橋輪流導通1個(gè)諧振周期，每個(gè)IGBT器件都以額定負載電流工作。這樣，如果IGBT的允許開(kāi)關(guān)頻率為f0，則電源的輸出頻率為2f0。
分時(shí)-移相的控制方法是通過(guò)調節對角橋臂導通的相位差來(lái)調節功率。如圖3所示，VT11與VT41之間有一個(gè)移相角，滿(mǎn)功率的時(shí)候，角度為0，分時(shí)-移相調功就是通過(guò)調節移相角φ的大小實(shí)現功率的改變。
2 系統控制策略
控制系統主要采用Altera公司的MAXⅡ系列CPLD芯片EPMl270T144C5和TI公司的TMS320LF2407A型DSP�？刂骗h(huán)節由數字鎖相環(huán)、PWM控制模塊、分時(shí)脈沖控制模塊、DSP移相功率調節環(huán)節以及DSP-PFC環(huán)節組成。CPLD鎖相環(huán)模塊跟蹤負載諧振頻率，同時(shí)接收DSP輸出的數字移相角大小，從而經(jīng)PWM、分時(shí)模塊計算輸出8路移相觸發(fā)脈沖。DSP計算負載輸出功率，與功率設定值比較，經(jīng)積分分離PI算法輸出移相角度;DSP還要對CCM模式下的軟開(kāi)關(guān)Boost電路進(jìn)行平均電流控制。此外還要實(shí)現設置、保護以及顯示等功能。
3 仿真與試驗波形
基于以上理論分析和系統的硬件與軟件設計，應用Matlab仿真軟件對電路進(jìn)行了仿真。仿真參數如下：輸入單相220 V，輸入等效阻抗1 mΩ，母線(xiàn)電感6 mH，輸出電容3 300μF，緩沖電感4μH，諧振電阻R為22 Ω，電感為1×10-6，電容為1.15×10-6。在仿真分析的基礎上，對1 kW感應電源樣機進(jìn)行了實(shí)驗，表明實(shí)驗與仿真結果基本一致，驗證了理論設計與系統仿真的正確性。
4 結語(yǔ)
通過(guò)仿真與試驗結果可以看到，應用軟開(kāi)關(guān)PFC電路的倍頻感應電源，不僅實(shí)現了輸入側單位功率因數，而且借助于一些緩沖輔助器件，開(kāi)關(guān)管工作在軟開(kāi)關(guān)狀態(tài)，損耗大大降低，為逆變模塊輸出穩定的直流電壓。該設計具有較高的實(shí)用價(jià)值。
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