如何設計1000VA高頻鏈逆變電源
怎么規劃1000VA高頻鏈逆變電源
時(shí)刻：2013-1-7 18:00:00 來(lái)歷： 點(diǎn)擊數：1006
中華電源網(wǎng)訊：
高頻鏈技能是指使用高頻開(kāi)關(guān)技能使阻隔耦合變壓器完成高頻化、小型化、無(wú)噪聲化的技能。因為
U=4.44fNBS
式中：U為正弦電壓有效值（V）；
f為正弦電壓頻率（Hz）；
N為繞組匝數（匝）；
B為鐵心磁通密度（T）；
S為鐵心的橫截面積（m2）。
所以，當電壓和鐵心資料選定時(shí)，f與NS成反比，即f越大，NS越小，這樣就能夠到達減小變壓器的體積和分量的意圖。
這篇文章對于電氣化鐵路中廣泛使用的25Hz逆變電源進(jìn)行了高頻鏈規劃。
主電路的規劃
跟著(zhù)高頻鏈技能的不斷老練，現在從布局上首要分為二類(lèi)，即高頻鏈DC/DC改換型和高頻鏈周波改換型。
高頻鏈DC/DC改換型就是在傳統逆變電源的直流側和逆變器之間參加一級DC/DC改換器，因為DC/DC改換器選用的是高頻改換，所以電路中運用的是高頻變壓器，這樣就能夠省掉體積巨大的工頻變壓器，其電路布局如圖1（a）所示。盡管DC/DC改換型完成起來(lái)對比容易，可是存在功率只能單向活動(dòng)，負載不能向電源回饋能量；三級功率改換，既使得體系效 率低，又使得體系雜亂，然后降低了體系的可靠性等缺點(diǎn)。
高頻鏈周波改換型首要由高頻電壓源逆變器、高頻變壓器和周波改換器構成，其電路布局如圖1(b)所示。與高頻鏈DC/DC型對比，該逆變器完成逆變只經(jīng)過(guò)兩級功率改換，降低了改換器的通態(tài)損耗和體系的雜亂性，進(jìn)步了體系的功率和可靠性，并且功率能夠完成雙向活動(dòng)。這篇文章介紹高頻鏈周波改換型的主電路規劃 。
(a)高頻鏈DC/DC改換型
(b)高頻鏈周波改換型
圖1 ：兩種高頻鏈逆變電路
詳細完成時(shí)，高頻逆變器能夠選用推挽式、半橋式和全橋式，周波改換器能夠選用全波式、全橋式�？紤]到輸出電壓和功率的規劃要求，最終斷定的電路布局如圖2所示。圖中，Ui為輸入直流電壓，S1、S2、S3、S4構滿(mǎn)足橋逆變器，T為高頻變壓器，K1、K2、K3、K4是由2個(gè)反向串聯(lián)的MOSFET構成的雙向開(kāi)關(guān)，一起構滿(mǎn)足橋式周波變化器，L、C構成LC濾波器。
圖2：主電路的電路布局
操控辦法及其完成
這篇文章的高頻鏈周波改換型選用移相操控計劃，移相操控是這些年在全橋改換電路拓撲中廣泛使用的一種操控方式。移相操控的根本作業(yè)原理為，全橋改換電路每一個(gè)橋臂的兩個(gè)開(kāi)關(guān)管互補導通，兩個(gè)橋臂的開(kāi)關(guān)管導通之間相差一個(gè)相位，即所謂的移相角。經(jīng)過(guò)調理此移相角的巨細，來(lái)調理輸出電壓脈沖寬度，到達調理相應的輸出電壓的意圖。
體系作業(yè)原理如圖3所示，輸入的220V/50Hz溝通市電經(jīng)過(guò)整流濾波后成為300V左右的直流，然后經(jīng)過(guò)全橋逆變器的高頻逆變，輸出25kHz相鄰脈沖互為反極性的SPWPM（正弦脈寬脈位調制）波，該波形富含SPWM波的悉數信息，但不含25Hz調制波的頻率成分，適合于高頻變壓器傳輸。SPWPM波經(jīng)過(guò)高頻變壓器阻隔后，用周波改換器同步整流，把25Hz正半周時(shí)刻內的負脈沖翻轉成正脈沖，把25Hz負半周時(shí)刻內的正脈沖翻轉成負脈沖之后，將得到25Hz的單極性SPWM波（如圖3中uA′B′所示波形）。SPWM波經(jīng)過(guò)LC濾波，則輸出潤滑的220V/25Hz的正弦溝通電壓。
圖3：主電路的開(kāi)關(guān)時(shí)序
為了完成上述的移相操控戰略，這篇文章選用了用模仿電路完成PID調理，用數字電路CPLD（雜亂可編程邏輯器件）來(lái)完成驅動(dòng)信號的時(shí)序和邏輯操控的規劃辦法。這種辦法使得整個(gè)操控器的集成度進(jìn)步，可靠性增強，并且為操控電路的規劃供給了必定的靈活性。整個(gè)操控環(huán)節分為內環(huán)和外環(huán)兩條操控電路，內環(huán)為電壓瞬時(shí)值份額（P）調理，外環(huán)為電壓平均值的份額積分（PI）調理。因為內環(huán)呼應速度快，能夠改進(jìn)電壓的瞬時(shí)動(dòng)搖形成的波形畸變，外環(huán)能夠使整體的穩壓的特性變硬，然后到達杰出的穩壓效果。
詳細完成上如圖4所示，輸出電壓Uo經(jīng)過(guò)反應變壓器改換得到反應電壓，再經(jīng)過(guò)精密整流電路后，與5V的參閱電壓相減，得到的差錯進(jìn)行PI調理，然后與基準正弦半波相乘得到內環(huán)瞬時(shí)電壓差錯的正弦參閱電壓；內環(huán)的瞬時(shí)電壓反應信號經(jīng)過(guò)份額環(huán)節后，與參閱電壓相減，得到差錯信號，差錯信號再經(jīng)過(guò)P調理就直接與三角波對比，產(chǎn)正SPWM波，然后輸入CPLD中，經(jīng)過(guò)CPLD發(fā)生MOSFET的驅動(dòng)信號，其間選用VHDL（硬件描繪言語(yǔ)）編程來(lái)完成圖4中虛框所示的功用——分頻器、地址發(fā)生器、對比器和時(shí)序邏輯發(fā)生器。
圖4：操控電路圖
如圖3所示這篇文章選用的是用等腰三角波來(lái)完成雙方調制。國外許多高頻鏈規劃中一般選用的是鋸齒波完成單邊調制，其直邊用于同步開(kāi)關(guān)時(shí)序，斜邊用于脈寬調制，而在實(shí)踐使用中，這種辦法存在鋸齒波的直邊不能徹底筆直而帶來(lái)的開(kāi)關(guān)時(shí)序同步疑問(wèn)。這篇文章所選用CPLD進(jìn)行時(shí)序規劃的辦法，從根本上處理了開(kāi)關(guān)時(shí)序同步的疑問(wèn)。
規劃中大概留意的幾個(gè)疑問(wèn)
變壓器的規劃
變壓器規劃是整機規劃中重要的一環(huán)，規劃的好壞對整機的功能有很大的影響。因為所規劃的變壓器是高頻變壓器，因而，磁芯資料選用鐵氧體。經(jīng)過(guò)核算AP值的辦法來(lái)核算變壓器磁芯標準和原副邊匝數后，還應留意以下幾點(diǎn)：
1）經(jīng)過(guò)試驗重復修正斷定最好的參數；
2）盡量選用多股線(xiàn)，削減趨膚效應；
3）盡量將副邊繞制在內層，原副邊嚴密繞制，以減小副邊的漏感。
抗偏磁飽滿(mǎn)
為了避免變壓器的偏磁飽滿(mǎn)，一方面，調整驅動(dòng)脈沖死區，選擇開(kāi)關(guān)特性一致的功率開(kāi)關(guān)管；另一方面，在變壓器的原邊串聯(lián)隔直電容。有關(guān)幾個(gè)參數的核算公式如下：
吸收電路的規劃
因為電壓源高頻鏈逆變技能存在固有的電壓過(guò)沖疑問(wèn)，因而怎么規劃吸收電路，對維護功率開(kāi)關(guān)管尤為重要。這兒給出簡(jiǎn)便的規劃辦法。
死區時(shí)刻和共態(tài)導通時(shí)刻
為了避免全橋逆變電路一個(gè)橋臂中的上下開(kāi)關(guān)管一起導通而出現直通的狀況，需要在全橋逆變電路的驅動(dòng)中參加死區時(shí)刻。一起，為了確保當開(kāi)關(guān)管換流時(shí)，濾波電感中的電流有續流通路，要在周波改換器的驅動(dòng)中參加共態(tài)導通時(shí)刻�？墒且驗楣矐B(tài)導通時(shí)刻也形成了變壓器副邊剎那間短路，將發(fā)生一個(gè)很高的電流尖峰，所以共態(tài)導通時(shí)刻不宜設置過(guò)長(cháng)，為此，在變壓器副邊串入小電感來(lái)按捺電流尖峰。
仿真及其試驗波形
這篇文章使用MATLAB6.1供給的SIMULINK工具包對整個(gè)體系建立了仿真模型進(jìn)行仿真。仿真模型參數：輸入直流電壓300V，輸出溝通電壓220V，25Hz，額外容量1000VA，開(kāi)關(guān)頻率25kHz，變壓器變比1/1.4，輸出濾波電感L=0.5 mH，輸出濾波電容C=20μ F額外負載R=45Ω。仿真波形如圖5所示 。
(a)變壓器原邊電壓波形
(b)變壓器副邊電壓波形
(c)空載輸出電壓波形
(d)帶載輸出電壓波形
圖5：仿真波形
原理樣機的試驗波形如圖6所示。
(a)變壓器原邊電壓波形100V/Div 20μs/Div
(b)變壓器副邊電壓波形125V/Div 20μs/Div
(c)空載電壓波形100V/Div 10ms/Div
(d)滿(mǎn)載電壓波形100V/Div 10ms/Div
圖6：試驗波形
選用周波改換器高頻鏈技能完成的逆變電源電壓輸出特性杰出，相對于傳統的逆變電源具有分量輕、體積小、低噪音、成本低的許多優(yōu)點(diǎn)，具有較高的實(shí)用價(jià)值
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