開(kāi)關(guān)電源功率因數校正的DSP實(shí)現
隨著(zhù)對高功率因數的變換器的需求不斷增長(cháng)，功率因數為1（unity Power factor）的電源供給越來(lái)越受到歡迎。在計算機或其它一些設備上，電源要求魯棒性好、可靠、抗干擾能力強。而數字控制正提供了這方面的保障。
和傳統模擬控制器相比，數字控制器具有以下這些優(yōu)點(diǎn):可以實(shí)現非線(xiàn)性的精細的控制算法，減少元器件數量,提高可靠性,不易老化,很小的控制偏差和熱漂移。但同時(shí),數字控制也意味著(zhù)相對較高的費用和一定的控制帶寬限制。過(guò)去,這些不足在很大程度上限制了數字控制在電源方面的應用。而現在，由于高效廉價(jià)的DSP的出現，數字控制不僅在交流驅動(dòng)（ACdrives）和三相變換方面應用越來(lái)越廣泛，而且在DC/DC變換領(lǐng)域也成為一種可行方案。本文將討論DSP在單相開(kāi)關(guān)電源功率因數校正方面的應用。
2 傳統的模擬PFC電路簡(jiǎn)介
模擬PFC電路已經(jīng)有了多年的應用，并且推出了一些商用的IC芯片，例如TI公司的UC3854等。
圖1所示的就是功率因數校正的基本原理。PFC控制電路主要由電壓誤差放大器、電流誤差放大器、乘法器和PWM驅動(dòng)組成�？刂频哪繕耸鞘馆斎腚娏骶o跟輸入電壓的變化，并使輸出紋波盡可能地小。為了使輸入電流跟隨輸入電壓變化，控制電路對輸入電壓采樣，采樣信號作為乘法器的一個(gè)輸入；為了保持輸入電壓穩定，輸出電壓經(jīng)分壓、比較和誤差放大后作為乘法器的另一個(gè)輸入,于是乘法器的輸出具有輸入電壓的形狀，且其幅度由輸出電壓控制。乘法器的輸出作為輸入電流的基準信號。采樣輸入電流，和這個(gè)基準比較，經(jīng)誤差放大后輸入PWM比較器，PWM輸出驅動(dòng)波形控制變換器工作。閉環(huán)反饋控制的結果使輸入電流的平均值與輸入電壓成正比，從而達到較高的功率因數。
PFC變換器的輸出中含有二次諧波的紋波電壓，
|ΔVo(t)|= （1）
這與變換器的拓撲結構和控制方式無(wú)關(guān)。如果要通過(guò)電壓回路消除輸出電壓的紋波，就必然會(huì )損壞輸入電流的波形，從而降低功率因數。而引入模擬濾波電路
的話(huà)，又會(huì )引入不良的相位影響,而且由于模擬元件參數離散性大、易老化和熱漂移等因素，很難實(shí)現精確的濾波。所以對于50Hz的工頻輸入，電壓回路的帶寬一般都只選在10～20Hz。
3 數字控制的PFC模型
如圖2所示是Boost電路PFC的數字化模型。該模型的控制原理與前面所述的模擬電路是一致的。區別就是用兩個(gè)數字的比例積分控制器（PI）Ki、Kv代替了原來(lái)的兩個(gè)誤差放大器。另外，在電壓PI的輸出端加了一個(gè)陷波濾波器，濾波頻率為100Hz。與模擬濾波器相比，數字濾波可以很好地減少100Hz的諧波成分，同時(shí)引入的相位影響卻要小得多。
這樣，就可以提高電壓回路的帶寬，繼而提高電路的反應速度。
如圖2所示，三個(gè)信號被采樣，分別是輸出電壓Vo，輸入電流Is，輸入電壓Vi′。其中值得注意的一點(diǎn)是，我們可以編程實(shí)現總是在開(kāi)關(guān)閉合的中間時(shí)間對Is采樣，從而不需要另加低通濾波就可以獲得Is的平均值。
接下來(lái)我們分別建立PI控制器和陷波濾波器的數字模型。PI控制算法的模擬表達式為
V(t)=Kp （2）
對式（2）進(jìn)行離散化處理，得到
V(n)=Kp[e(n)－e(n－1)]＋Ki·e(n)＋V(n－1) (3)
式中：Kp為比例系數；Ki=Kp為積分系數，T為采樣周期，Ti為積分時(shí)間常數。
PI系數的整定常常通過(guò)實(shí)驗來(lái)確定，或通過(guò)湊試，或者通過(guò)經(jīng)驗公式來(lái)確定。這方面的內容一般的計算機控制系統類(lèi)的書(shū)上都有介紹。
陷波濾波器的設計可參照公式(4)
�。�4）
式中：ω是濾波頻率的角速度；Q值按不同的要求確定。
離散化可以由Matlab的sysd=c2d(sys,Ts)方程方便地實(shí)現。圖3所示的就是所設計濾波器的Matlab模擬圖，其中ω=628，Q=20。
圖3 數字陷波器的Matlab模擬
4 DSP實(shí)現
我們采用TI公司的16位芯片TMS320LF2407A來(lái)實(shí)施控制方案。這款芯片專(zhuān)門(mén)用于數字控制的2000系列，采用哈佛結構的CPU和4級流水性操作的程序控制，運行速度是40MIPS（即25ns的指令周期）。它具有544字節的DARAM，2k的SARAM，32k的FLASH，2個(gè)事件管理單元，16路10bit、轉換時(shí)間500ns的A/D轉換，最多16路的PWM輸出等片內資源。
對電流回路和電壓回路，我們分別采取20kHz和10kHz的控制頻率。兩個(gè)中斷程序被用來(lái)完成PFC的數字控制，中斷程序int2負責3個(gè)輸入的采樣及電流回路的PI控制，另一個(gè)中斷程序int3負責電壓回路的PI控制及陷波濾波。圖4是主程序控制流程圖，圖5是采樣周期圖。其中int2的中斷優(yōu)先級高于int3，所以若int3沒(méi)完成，而int2中斷發(fā)生時(shí)，int3將懸掛直到int2中斷程序運行結束才繼續運行。因為電壓回路的變化比較緩慢，所以一個(gè)周期的延時(shí)不會(huì )影響控制效果。設置比較控制寄存器，在T1下溢的時(shí)候寫(xiě)入新的比較值，結合通用定時(shí)器周期寄存器T1PR的值，產(chǎn)生新的占空比的PWM波，控制與之相連的開(kāi)關(guān)管的動(dòng)作。從圖5中我們也可以注意到，int2的中斷程序（包括3個(gè)采樣和一個(gè)PI程序）必須在半個(gè)電流采樣周期，即25μs之內完成。根據前面給出的DSP的性能指標，這個(gè)目標完全可以達到。
另外，在實(shí)際應用中，采用的是積分分離的PI算法，把PI的輸出值限定在一定的范圍之內，避免使系統產(chǎn)生很大的超調量而引起系統振蕩。還加入了軟啟動(dòng)程序，在程序剛開(kāi)始的時(shí)候逐步加大Vref的值，從而達到開(kāi)關(guān)電源的軟啟動(dòng)要求。
因為像Kp，Ki及濾波器系數等這些參數都是浮點(diǎn)數，而所用的是16位的芯片，所以用DSP實(shí)現以上算法，還需要解決浮點(diǎn)數和定點(diǎn)數之間相互轉換的問(wèn)題�？梢杂貌煌腝n值來(lái)表達不同范圍和精度的浮點(diǎn)數，其中n表示16位中小數點(diǎn)之后的位數。例如，Q0可表示－32768到32767的整數，而Q15可表達－1到0.9999695之間精度為1/32768的實(shí)數[2]。不同的Qn值之間需要經(jīng)過(guò)移位，轉換為相同的位數才能進(jìn)行比較和加減運算。
5 實(shí)驗結果
程序編譯通過(guò)后，燒入片內f(wàn)lash，外加簡(jiǎn)單的外圍電路，就可以進(jìn)行實(shí)驗驗證了。我們采用的是Boost電路的拓撲結構，接電阻負載，輸入電壓220V,輸出電壓385V，得到的輸入電壓電流波形如圖6所示。用功率表測得PFC電路的輸入功率為545W，輸出功率為513W,可以計算出PFC電路變換效率為94.1％。在相同測試條件下，用功率因數表測得的PFC電路的功率因數為0.983。圖7所示的是軟啟過(guò)程。
6 結語(yǔ)
本文探討了開(kāi)關(guān)電源功率因數調整的全數字實(shí)現方案，實(shí)驗證明了該方案的可行性。目前，對開(kāi)關(guān)整流器件采用DSP控制的研究開(kāi)展的還不多，主要是由于相對于專(zhuān)用的集成芯片DSP的價(jià)格比較高昂，而且成熟的控制算法難以獲得。然而，隨著(zhù)DSP芯片價(jià)格的不斷降低和控制算法的研究不斷深入，相信開(kāi)關(guān)整流器件數字控制的時(shí)代很快就會(huì )到來(lái)。
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