CMOS求和比較器在PWM開(kāi)關(guān)電源控制中的應用
1 引 言
開(kāi)關(guān)電源體積小、重量輕、變換效率高, 因此廣泛應用于各種電子設備中。它體積小、重量輕、功率因數高，具有較高的工作效率，但結構過(guò)于復雜使它的應用受到一定的限制。下面就這個(gè)問(wèn)題提出一個(gè)可行的解決方法。
2 開(kāi)關(guān)電源電流PWM控制的基本原理
電流控制的PWM技術(shù)是一種新穎的控制技術(shù)，1967年由美國B(niǎo)OSE公司提出。該技術(shù)有不同路線(xiàn)方案來(lái)實(shí)現，其共同特點(diǎn)是：利用電感電流的反饋直接去控制功率開(kāi)關(guān)的占空比，以實(shí)現峰值電流對電壓反饋的跟蹤。下面我們就通過(guò)分析利用電流控制的PWM降壓變換器來(lái)了解這一技術(shù)的基本原理。
圖1給出了電流控制的PWM降壓變換器的基本組成。
圖1 電流控制的PWM降壓變換器的基本組成
從該電路可以看出，反饋電路由兩部分組成：輸出電壓U0經(jīng)采樣電路（未畫(huà)出）得到反饋電壓Uf反饋到誤差放大器的反向端，基準電壓UR加至誤差放大器同向端，構成常規的電壓反饋，即電壓外環(huán)；由電阻RS上檢測得到的電流反饋信號US和誤差放大器的輸出Ue分別加至PWM比較器同向端和反向端，構成了電流內環(huán)。PWM比較器輸出加至觸發(fā)器的R端，時(shí)鐘振蕩器從S端向鎖存器輸出一系列恒定頻率的時(shí)鐘信號。當功率管導通時(shí)，隨著(zhù)電流的增大電流檢測信號US也同時(shí)增大，直到同Ue電壓相等時(shí)PWM比較器輸出高電平,使鎖存器輸出轉為低電平，功率管關(guān)斷。時(shí)鐘振蕩器輸出的穩定時(shí)鐘信號通過(guò)鎖存器控制著(zhù)三極管的通斷。由此可以看出，由于引入了電流反饋，對輸出電壓有前饋調節作用，提高了系統的動(dòng)態(tài)響應，由于電感電流直接跟隨誤差電壓的變化，輸出電壓就可以很容易的得到控制。電流內環(huán)還使開(kāi)關(guān)電源變換器易于實(shí)現并聯(lián)運行，有利于實(shí)現變換器的模塊設計。
電流控制PWM技術(shù)有很多優(yōu)點(diǎn)，如電壓調整率好；回路穩定性好，負載響應快；功耗��；有較好的并聯(lián)能力等等，但同時(shí)它的缺點(diǎn)也是不能忽視的：占空比大于50％時(shí)系統可能出現不穩定性，可能會(huì )產(chǎn)生次諧波振蕩；在電路拓撲結構選擇上也有局限，在升壓型和降壓－升壓型電路中，由于儲能電感不在輸出端，存在峰值電流與平均電流的誤差。針對這種情況，當占空比大于50%時(shí)，一般是采用諧波補償的方法來(lái)克服缺點(diǎn)。但在實(shí)際應用中，由于輸出級的電感L和電容C的存在，當開(kāi)關(guān)電源的負載發(fā)生變化時(shí)，誤差放大器必須調整自己的補償以使自己達到穩定，但實(shí)際電路中大都采用集成PWM控制器件，不可能根據負載的變化及時(shí)對誤差放大器做出調整，系統的自適應能力較差。
3 加入求和比較器的新型電流控制模式
為了解決開(kāi)關(guān)電源自適應能力差的缺陷，對原來(lái)的降壓型變換器進(jìn)行改進(jìn)，得到如圖2電路
圖2 改進(jìn)的電流控制的PWM降壓變換器的基本組成
與圖1相比, 圖2中檢測電感電流的采樣電阻RS的位置發(fā)生了變化,將其從三極管的射極移到了輸出端，這樣電阻RS兩端的電壓就反映了采樣電流的大小。與此同時(shí)，用一個(gè)CMOS求和比較器代替了原來(lái)的兩個(gè)運算放大器，工作原理如下：U+ 、U_為諧波補償信號，組成一組差分信號，反饋電壓Uf和參考電壓Uref分別加至一對正負端,為一組差分信號。只有當U+、Uf、U1相加之和等于U_、Uref、U0之和時(shí)，求和比較器輸出高電平，鎖存器輸出低電平，三極管斷開(kāi)，表明輸出電壓處于穩定狀態(tài)；三極管斷開(kāi)后，變壓器的原邊通過(guò)續流二極管放電，變壓器副邊電流減小，因為電容兩端的電壓不能突變，所以U0在三極管斷開(kāi)的瞬間不變，U1減小，和其他五個(gè)參量共同輸入求和比較器，直到求和比較器輸出低電平，當時(shí)鐘脈沖再次來(lái)到時(shí)鎖存器輸出高電平，三極管再次導通。由此可見(jiàn)，控制信號的產(chǎn)生只與反饋信號(輸出電壓反饋信號和電感電流大小的反饋信號) 和獨立的諧波信號有關(guān), 不再存在與開(kāi)關(guān)電源濾波結構的電感和電容值相關(guān)的頻率補償問(wèn)題, 既保證了系統的穩定性, 也實(shí)現了自適應控制。
求和比較器的電路結構如圖3 所示。
圖3 求和比較器的電路結構
該比較器結構是折疊式的, MOS管M 1-M 6 組成3 對差分對。實(shí)現3 組電壓和的比較是通過(guò)電流和的比較而實(shí)現的, MOS管M 1, M 3 和M 5 所形成的電流和通過(guò)MOS管m 16-m 17折疊到輸出緩沖電流鏡的m 15的漏端, 同樣M 2, M 4 和M 6 所形成的電流和通過(guò)MOS管m 18-m 19折疊到輸出緩沖電流鏡的m 14的漏端, 再經(jīng)MOS管m 9 獲得R 信號。也即脈沖寬度調制信號。
4 結 語(yǔ)
上文對利用CMOS求和比較器實(shí)現PWM電流控制方法進(jìn)行了闡述，該方法簡(jiǎn)化了傳統電流控制接法的電路結構，省略了誤差放大器，從而提高了輸出信號的速度和精度，減小了芯片的面積，降低了制作成本，有利于系統集成。理論上該方法具有輸出電壓穩定、高速、精確的優(yōu)點(diǎn)，經(jīng)模擬和實(shí)驗后應可用于各種高效的電流PWM控制電路。
開(kāi)關(guān)電源體積小、重量輕、變換效率高, 因此廣泛應用于各種電子設備中。它體積小、重量輕、功率因數高，具有較高的工作效率，但結構過(guò)于復雜使它的應用受到一定的限制。下面就這個(gè)問(wèn)題提出一個(gè)可行的解決方法。
2 開(kāi)關(guān)電源電流PWM控制的基本原理
電流控制的PWM技術(shù)是一種新穎的控制技術(shù)，1967年由美國B(niǎo)OSE公司提出。該技術(shù)有不同路線(xiàn)方案來(lái)實(shí)現，其共同特點(diǎn)是：利用電感電流的反饋直接去控制功率開(kāi)關(guān)的占空比，以實(shí)現峰值電流對電壓反饋的跟蹤。下面我們就通過(guò)分析利用電流控制的PWM降壓變換器來(lái)了解這一技術(shù)的基本原理。
圖1給出了電流控制的PWM降壓變換器的基本組成。
圖1 電流控制的PWM降壓變換器的基本組成
從該電路可以看出，反饋電路由兩部分組成：輸出電壓U0經(jīng)采樣電路（未畫(huà)出）得到反饋電壓Uf反饋到誤差放大器的反向端，基準電壓UR加至誤差放大器同向端，構成常規的電壓反饋，即電壓外環(huán)；由電阻RS上檢測得到的電流反饋信號US和誤差放大器的輸出Ue分別加至PWM比較器同向端和反向端，構成了電流內環(huán)。PWM比較器輸出加至觸發(fā)器的R端，時(shí)鐘振蕩器從S端向鎖存器輸出一系列恒定頻率的時(shí)鐘信號。當功率管導通時(shí)，隨著(zhù)電流的增大電流檢測信號US也同時(shí)增大，直到同Ue電壓相等時(shí)PWM比較器輸出高電平,使鎖存器輸出轉為低電平，功率管關(guān)斷。時(shí)鐘振蕩器輸出的穩定時(shí)鐘信號通過(guò)鎖存器控制著(zhù)三極管的通斷。由此可以看出，由于引入了電流反饋，對輸出電壓有前饋調節作用，提高了系統的動(dòng)態(tài)響應，由于電感電流直接跟隨誤差電壓的變化，輸出電壓就可以很容易的得到控制。電流內環(huán)還使開(kāi)關(guān)電源變換器易于實(shí)現并聯(lián)運行，有利于實(shí)現變換器的模塊設計。
電流控制PWM技術(shù)有很多優(yōu)點(diǎn)，如電壓調整率好；回路穩定性好，負載響應快；功耗��；有較好的并聯(lián)能力等等，但同時(shí)它的缺點(diǎn)也是不能忽視的：占空比大于50％時(shí)系統可能出現不穩定性，可能會(huì )產(chǎn)生次諧波振蕩；在電路拓撲結構選擇上也有局限，在升壓型和降壓－升壓型電路中，由于儲能電感不在輸出端，存在峰值電流與平均電流的誤差。針對這種情況，當占空比大于50%時(shí)，一般是采用諧波補償的方法來(lái)克服缺點(diǎn)。但在實(shí)際應用中，由于輸出級的電感L和電容C的存在，當開(kāi)關(guān)電源的負載發(fā)生變化時(shí)，誤差放大器必須調整自己的補償以使自己達到穩定，但實(shí)際電路中大都采用集成PWM控制器件，不可能根據負載的變化及時(shí)對誤差放大器做出調整，系統的自適應能力較差。
3 加入求和比較器的新型電流控制模式
為了解決開(kāi)關(guān)電源自適應能力差的缺陷，對原來(lái)的降壓型變換器進(jìn)行改進(jìn)，得到如圖2電路
圖2 改進(jìn)的電流控制的PWM降壓變換器的基本組成
與圖1相比, 圖2中檢測電感電流的采樣電阻RS的位置發(fā)生了變化,將其從三極管的射極移到了輸出端，這樣電阻RS兩端的電壓就反映了采樣電流的大小。與此同時(shí)，用一個(gè)CMOS求和比較器代替了原來(lái)的兩個(gè)運算放大器，工作原理如下：U+ 、U_為諧波補償信號，組成一組差分信號，反饋電壓Uf和參考電壓Uref分別加至一對正負端,為一組差分信號。只有當U+、Uf、U1相加之和等于U_、Uref、U0之和時(shí)，求和比較器輸出高電平，鎖存器輸出低電平，三極管斷開(kāi)，表明輸出電壓處于穩定狀態(tài)；三極管斷開(kāi)后，變壓器的原邊通過(guò)續流二極管放電，變壓器副邊電流減小，因為電容兩端的電壓不能突變，所以U0在三極管斷開(kāi)的瞬間不變，U1減小，和其他五個(gè)參量共同輸入求和比較器，直到求和比較器輸出低電平，當時(shí)鐘脈沖再次來(lái)到時(shí)鎖存器輸出高電平，三極管再次導通。由此可見(jiàn)，控制信號的產(chǎn)生只與反饋信號(輸出電壓反饋信號和電感電流大小的反饋信號) 和獨立的諧波信號有關(guān), 不再存在與開(kāi)關(guān)電源濾波結構的電感和電容值相關(guān)的頻率補償問(wèn)題, 既保證了系統的穩定性, 也實(shí)現了自適應控制。
求和比較器的電路結構如圖3 所示。
圖3 求和比較器的電路結構
該比較器結構是折疊式的, MOS管M 1-M 6 組成3 對差分對。實(shí)現3 組電壓和的比較是通過(guò)電流和的比較而實(shí)現的, MOS管M 1, M 3 和M 5 所形成的電流和通過(guò)MOS管m 16-m 17折疊到輸出緩沖電流鏡的m 15的漏端, 同樣M 2, M 4 和M 6 所形成的電流和通過(guò)MOS管m 18-m 19折疊到輸出緩沖電流鏡的m 14的漏端, 再經(jīng)MOS管m 9 獲得R 信號。也即脈沖寬度調制信號。
4 結 語(yǔ)
上文對利用CMOS求和比較器實(shí)現PWM電流控制方法進(jìn)行了闡述，該方法簡(jiǎn)化了傳統電流控制接法的電路結構，省略了誤差放大器，從而提高了輸出信號的速度和精度，減小了芯片的面積，降低了制作成本，有利于系統集成。理論上該方法具有輸出電壓穩定、高速、精確的優(yōu)點(diǎn)，經(jīng)模擬和實(shí)驗后應可用于各種高效的電流PWM控制電路。
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